что такое синфазные помехи

Виды помех в линиях передачи информации и способы борьбы с ними

на страницах сайта

www.electrosad.ru

В статье «Компьютер как источник помех» я попробовал рассказать о помехах с которыми приходится сталкиваться в ПК. Она была помещена на сайт в 2006 году, но последние неграмотные публикации показали что ее надо доработать, расширив раздел посвященный распространению помех по линиям передачи и борьбе с ними. Это позволит более грамотно применять защиту от помех и избежать терминов «магнитный изолятор», «активный импеданс ферритового элемента».

Современные узлы ПК используют полупроводниковые микросхемы (чипы) выполненные на основе КМОП и подобных структур и по тонким технологическим процессам, поэтому с более высоким быстродействием. Такие структуры имеют высокое входное сопротивление поэтому для исключения искажений сигнала и согласования линий передачи информации на входе ПК применяются согласующие резисторы. Для передачи информации в ПК в основном применяются два типа линий. Это коаксиальные, двухпроводные линии и экранированные двухпроводные линии.

Линии передачи информации

Как уже говорилось выше, для передачи информации в ПК применяются коаксиальные и двухпроводные линии. Последние могут быть как параллельная или скрученная пара. Причем последняя применяется чаще на длинных линиях поскольку меньше излучает вовне и имеет меньшие наводки от внешних источников помех..

Прохождение сигнала по линии

Прохождение сигнала по линии связи показаны на рис 1.

Полезный сигнал идет по линии связи от генератора G к нагрузке R н и показан стрелками. Так передается перепад напряжения. Аналогично передается сигнал и по коаксиальной линии. Только с тем отличием, что одним из проводников (обратным) является оплетка кабеля.

Но коаксиальная линия имеет существенное преимущество. Ее экран (оплетка) хоть и не совершенен, его экранирование имеет величину порядка 30 дб, но существенно ослабляет синфазную помеху (примерно на ту же величину).

Синфазная помеха

Синфазная помеха на двухпроводной линии передачи наводится, как правило, внешним источником помехи и через взаимную емкостную связь между проводниками линии.

Что касается наведенных помех в линиях передачи информации (сигнала) рекомендую почитать книгу (Список литературы [ 6 ] )

Здесь синим цветом показано прохождение полезного (информационного) сигнала по линии, а красным синфазная помеха наведенная на оба проводника линии передачи и распространяющаяся к нагрузке R н. На R н происходит суммирование обоих сигналов, что приводит к искажению сигнала.

Коаксиальная линия

КЛ используется давно и успешно как для передачи импульсных так и радиочастотных сигналов.

Прохождение сигнала по коаксиальной линии показано на рис. 3.

Как уже говорилось выше производимые сейчас гибкие коаксиальные линии имеют степень экранирования по напряженности электрического поля порядка 30 дб. Данной величины эффекта экранирования достаточно чтобы при уровне помех в бытовых, производственных помещениях и внутри ПК можно было считать что синхронные помехи в коаксиальных кабельных линиях передачи информации отсутствуют.

Кроме того на оплетку может наводиться помеха от внешних источников, которая тоже может распространяться по поверхности кабеля и в нагрузке накладываться на полезный сигнал.

Коаксиальная линия, как пишут специалисты по цифровой технике (компьютерщики), имеет существенный недостаток, ее сложно подводить к разъемам. Правда ее сложно подводит к разъемам для этого не предназначенным. Сейчас существуют конструкции разъемов лишенные этого недостатка.

Свойства ферритов

Для работы в устройствах подавления помех в кабельных линиях применяются ферриты, относящиеся к классу материалов называемых магнитодиэлектриками. Даже с большой натяжкой назвать их «магнитными изоляторами» нельзя.

На рис.4 показаны частотные характеристики ферритов.

Зависимость от частоты:

Привожу их для того чтобы Вы поняли, они имеют конечные рабочие частоты. Другие типы ферритов (высокочастотные) имеют другие граничные частоты, но их ход полностью аналогичен.

Вообще ферриты нормально работают до частот сотен мегагерц. Но у таких ферритов низкая диэлектрическая проницаемость μ ‘ и их эффективность при применении в рассматриваемых приложениях снижается.

На частотах до граничной частоты работы феррита они работают в режиме заградительного фильтра (см. далее), а на более высоких частотах ферриты работают на поглощение ВЧ помех и перевода их энергии в тепло. Потому что для частот выше граничной возрастают потери в них за счет появляющихся в них токах.

Борьба с помехами в кабельных линиях

Данное решение является продолжением хорошо известного и показанного на рис. 5.

Аналогично выполняется фильтрация линий USB порта непосредственно на системной плате, отличается только тем что помехи фильтруются в 4х проводной линии.

Как в показанном на рис. 5 и 5.1, так и при использовании ферритовых трубок защита осуществляется за счет включения в линию передачи последовательной индуктивности, которая существенно снижает синфазную помеху, но не влияет на сам сигнал. Данное решение аналогично работает и с коаксиальным кабелем, существенно снижая поверхностную волну.

Эффективность ферритового кольца тем выше чем больше витков намотано на нем (чем выше индуктивность).

Главное и ферритовое кольцо и трубка должны находиться как можно ближе к приемнику сигнала. Если линия двунаправленная то надо ставить две ферритовые трубки на концах кабеля, непосредственно у разъемов. Пример такого применения трубок показан ниже.

Заключение

Применение описанных фильтров снижает уровень помех излучаемых ПК.

Применив показанное на рис. 5 решение я избавился (по крайней мере вывел за порог слышимости) от нудного гула в колонках.

Источник

Электромагнитные помехи импульсных преобразователей

Введение

При сертификационных испытаниях готового изделия нередко возникают проблемы при испытаниях на электромагнитную совместимость (ЭМС). Найти быстрое и безболезненное решение этих проблем для готового изделия далеко не всегда возможно. Следовательно, лучше уже на этапе разработки принять все возможные меры по удо­влетворению требований стандартов.

Одним из главных источников помех являются DC/DC- и AC/DC-преобразователи. Существует несколько способов уменьшения коммутационных помех, создаваемых преобразователем. К ним относятся: применение помехоподавляющих компонентов, увеличение длительности фронтов коммутации силовых ключей, использование топологии силовых каскадов с аккумулированием энергии индуктивности рассеяния трансформаторов, оптимальная топология печатной платы.

Требования к ЭМС задаются стандартами CISPR (Международный специальный комитет по радиопомехам) и EN (Европейские нормы). Электронное оборудование, как правило, подпадает под действие стандартов EN 55022/CISPR 22 и EN 55032/CISPR 32, которым соответствуют российские стандарты ГОСТ 30805.22–2013 [1] и ГОСТ CISPR 32–2015 [2]. На рис. 1 в качестве примера приведены нормируемые уровни кондуктивных помех в стандарте ГОСТ 30805.22–2013 (CISPR 22:2006) для оборудования классов А (рис. 1а) и Б (рис. 1б).

Рис. 1. Уровни кондуктивных помех в стандарте ГОСТ 30805.22­2013 (CISPR 22:2006) для оборудования классов А и Б

При испытаниях необходимо изолировать испытываемую схему от сети. С этой целью используется эквивалент сети LISN, который стабилизирует полное сопротивление сети и «отрезает» испытываемый прибор от помех и нестабильности импеданса сети. Электрическая схема испытаний показана на рис. 2. Как видно из рисунка, схема LISN, по сути, представляет собой П-фильтр. Величина индуктивности 50 мкГн характерна для индуктивности сети.

Рис. 2. Электрическая схема испытаний на ЭМС

Дифференциальные и синфазные шумы и помехи

Создаваемые преобразователем помехи удобно разделить на дифференциальные и синфазные. Соответственно и токи, которые создают эти помехи, также разделяются на дифференциальные и синфазные. На рис. 3 упрощенно показаны понижающий и повышающий DC/DC-преобразователи и токи, образующие дифференциальные и синфазные помехи. Контуры дифференциальных токов IDM выделены синим цветом, а синфазных токов ICM — красным. Синфазные токи протекают через паразитные емкости между силовыми шинами питания и земли преобразователей.

Рис. 3. Токи дифференциальных и синфазных помех в
а) понижающих;
б) повышающих преобразователях

Дифференциальные токи помех образуются при коммутации силовых ключей. Они протекают по силовым шинам питания L1 и земли L2. Генерируемые этими токами помехи тем больше, чем больше скорость изменения тока dI/dt и меньше импеданс контура. Источником этих помех является и несинусоидальная форма тока, порождающая высшие гармоники. Эти помехи отчасти ослабляются входным конденсатором CIN, но эквивалентная последовательная индуктивность (ESL) и эквивалентное последовательное сопротивление ESR конденсатора не позволяют полностью избавиться от этих помех.

Токи синфазных помех протекают через паразитные емкости между линиями L1, L2 и землей. Их величина тем больше, чем больше скорость изменения напряжения dV/dt. В случае неизолированного преобразователя величина синфазных токов, главным образом, зависит от dV/dt в узле переключения преобразователя.

Паразитные емкости в этом случае определяются, в основном, емкостями между корпусом прибора, металлическим корпусом силового ключа и между корпусом теплоотвода. Паразитные емкости могут образоваться между жгутом сетевых проводов, идущих от входного разъема к плате с преобразователем, и корпусом прибора. Синфазные токи помех обычно значительно меньше дифференциальных, но площадь контура, по которому протекают токи синфазных помех, больше. Фактически этот контур представляет собой антенну, и потому справиться с этими токами сложнее.

На рис. 4 показаны контуры дифференциальных и синфазных токов помех для изолированного преобразователя. Синфазный ток протекает через межобмоточную емкость преобразователя C_PS, а путь обратного тока образуется через паразитную емкость между вторичной стороной и корпусом прибора.

Рис. 4.
а) контур синфазного тока в изолированном преобразователе;
б) эквивалентная схема контура синфазного тока

Эквивалентная схема контура синфазного тока показана на рис. 4б. Заметим, что на рис. 4 показана упрощенная схема. В ней не учтены емкости силовых MOSFET и выпрямительных диодов, емкость дросселя выходного фильтра. Столь строгое разделение помех на дифференциальные и синфазные несколько условно, хотя и значительно упрощает анализ. Например, дифференциальные помехи из-за несимметричности линий могут переходить в синфазные.

Рис. 5. Эквивалентная электрическая схема распространения и измерения помех

Эквивалентная электрическая схема распространения и измерения помех показана на рис. 5. Схема состоит из трех частей: источник помех с выходными импедансами Z_S1, Z_S2, Z_SС; линия распространения помех с импедансами Z_P1, Z_P2, Z_PС и приемник помех LISN с 50‑Ом сопротивлениями, по падению напряжения на которых и измеряются помехи. Величина дифференциальной помехи определяется из выражения:

Величина синфазной помехи вычисляется из соотношения:

Разделение помехи на синфазную и дифференциальную составляющие необходимо для того, чтобы скорректировать схему, в частности для построения фильтра электромагнитных помех — ЭМП-фильтра. Простой пример схемной реализации упомянутых выше выражений показан на рис. 6. Для реализации этой схемы следует выбрать широкополосный трансформатор. В противном случае результаты будут искажены. Подобные трансформаторы выпускаются несколькими компаниями, например Coilcraft и Bourns.

Рис. 6. Схема измерения синфазных и дифференциальных помех

Поскольку импеданс источника и линии передачи синфазного шума носит явно выраженный емкостной характер, с увеличением частоты он уменьшается. Импеданс источника дифференциального шума имеет резистивный или индуктивной характер и возрастает при увеличении частоты. Для уменьшения шума требуется либо уменьшить его величину в источнике шума, либо увеличить импеданс линии распространения шума с помощью фильтров или других шумоподавляющих компонентов, например ферритовых бусин. Для уменьшения синфазного шума необходимо также уменьшить величину dV/dt в узле переключения преобразователя.

Традиционный способ подавления помех во входной цепи преобразователя заключается в использовании пассивных фильтров. Желательно установить эти фильтры в цепи переменного тока, но если такая возможность отсутствует, следует установить их в цепи выпрямленного напряжения. Заметим, что при установке пассивного фильтра в цепь постоянного напряжения магнитные сердечники дросселя не перемагничиваются по полной петле гистерезиса, и потому следует выбирать дроссели с запасом по току насыщения.

На рис. 7а показан пример фильтра, в котором совмещены фильтры дифференциальных и синфазных помех. На рисунках 7б–в из этого фильтра вычленены цепи фильтрации дифференциальных помех (рис. 7б) и цепи фильтрации синфазных помех (рис. 7в). Помимо компонентов для фильтрации помех в этой схеме присутствует выпрямительный мост, установленный за ним сглаживающий конденсатор C_IN и ограничитель перенапряжения D₁.

Рис. 7. Пассивный ЭМП­-фильтр синфазных и дифференциальных помех

Дроссели L_CM представляют собой две магнитосвязанные обмотки на одном сердечнике. Учитывая, что токи синфазных помех в линиях L1 и L2 текут в одном направлении, обмотки включены согласно, чтобы магнитные потоки от этих токов суммировались и индуктивность дросселя возрастала. При малых дифференциальных помехах в качестве дросселей L_DM можно использовать индуктивность рассеяния дросселей L_CM. В этом случае дроссели L_DM не должны быть экранированными. Если дифференциальные помехи велики, лучше использовать дискретные дроссели L_DM.

Конденсаторы C_X1 и C_X2 принадлежат фильтру дифференциальных помех, а C_Y1 и C_Y2 — фильтру синфазных помех. В ЭМП-фильтрах должны использоваться специальные помехоподавляющие конденсаторы, которые разделяются на классы X и Y. Конденсаторы класса X включаются между фазами или между фазой и нулем. В рассматриваемом примере (рис. 5) они включены между линиями L₁ и L₂. Конденсаторы класса Y включаются между фазами и корпусом. В примере на рис. 5 они включены между линиями L₁, L₂ и корпусом.

Конденсаторы класса X делятся на два подкласса – X1 и X2. Конденсаторы подкласса X1 используются в трехфазных цепях. Их рабочее напряжение составляет 400–630 В. Они должны выдерживать всплески напряжения до 4 кВ. Конденсаторы подкласса X2 применяются в однофазных цепях. Их рабочее напряжение обычно не превышает 300–310 В, и они должны выдерживать всплески напряжения до 2,5 кВ.

Конденсаторы класса Y делятся на три подкласса – Y1, Y2 и Y4. Рабочее напряжение обоих подклассов не превышает 500 В. Конденсаторы подкласса 1 должны выдерживать всплески перенапряжения до 5 кВ, а подкласса 2 – до 8 кВ. К конденсаторам подкласса Y4 требования значительно ниже. Их рабочее напряжение не превышает 150 В, и они должны выдерживать всплески напряжения до 2,5 кВ [3].

При разработке топологии печатной платы необходимо выявить цепи, генерирующие помехи. К таковым относятся проводники с высокой скоростью изменения токов и напряжений. На рис. 8 показан выходной силовой каскады синхронного понижающего преобразователя без учета паразитных индуктивностей.

Рис. 8. Выходной силовой каскад синхронного понижающего преобразователя без учета паразитных индуктивностей

Красным фоном на рис. 8 выделена область, которую образует контур из силовых ключей и входного конденсатора. Поскольку в этой области протекают силовые токи, пульсирующие с частотой коммутации ключей, иногда ее называют горячей областью. Контуры, в которых протекает ток затвора, обозначены цифрами 2 и 3. В контур затвора верхнего силового ключа также включена бутстрепная цепь из резистора R_BOOT, конденсатора C_BOOT, диода D_BOOT.

На рис. 9 показан этот же преобразователь, но с учетом всех паразитных индуктивностей проводников, выводов корпусов микросхем, ключей и емкости силовых ключей. Красным цветом на рис. 9 выделены токи, протекающие в цепи затворов силовых ключей. Синим цветом выделены силовые контуры, а стрелками зеленого цвета обозначены узлы с высокой скоростью изменения напряжения dV/dt.

Рис. 9. Выходной силовой каскад синхронного понижающего преобразователя с учетом паразитных индуктивностей

Помехи появляются из-за высокой скорости изменения напряжений или токов и распространяются посредством электрического или магнитного поля, соответственно. Они трансформируются в кондуктивные и в радиопомехи. Топология печатной платы определяет площадь и конфигурацию описанных выше контуров, а, следовательно, и уровень излучаемых помех.

Суммарная индуктивность горячей области (область 1 на рис. 8) определяется следующим соотношением:

где L_D — суммарная индуктивность контура; L_LOOP, L_PCB1 и L_PCB2 — индуктивности проводников печатной платы; L_D1INT и L_D2EXT — индуктивности стока, соответственно, внутри кристалла и внешнего вывода; L_S2INT + L_S2EXT — индуктивность истока, соответственно, внутри кристалла и внешнего вывода; L_CIN — эквивалентная последовательная индуктивность входного конденсатора C_IN.

Заметим, что в состав индуктивности контура затвора входит индуктивность истока верхнего ключа Q₁. На ней в процессе замыкания ключа Q₁ при нарастании тока индуцируется напряжение обратной полярности по отношению к напряжению управления затвором. Таким образом, напряжение, появляющееся на индуктивности истока, препятствует росту напряжения затвора, затягивает открытие ключа и увеличивает коммутационные потери.

Для уменьшения индуктивности необходимо не только уменьшить цепи, выделенные на рис. 8–9, но и путь обратного тока через слой земли. Этот слой не должен иметь существенных разрывов и прорезей, удлиняющих путь обратного тока.

Входная C_ISS, выходная C_OSS емкости и емкость обратной связи C_RSS определяются следующими соотношениями:

где C_GS — емкость затвор–исток; C_GD — емкость затвор–сток; C_DS — емкость сток–исток.

Значительное влияние на коммутацию оказывает процесс восстановления обратной характеристики диода D_B1, следствием которого являются всплески тока на ключе Q₁ в процессе открытия. Эти всплески схожи с всплесками тока при заряде емкости C_OSS2, поэтому эффект от их действия часто оценивается в совокупности. Шумы и помехи, создаваемые преобразователем, удобно разделить на три составляющие, как показано в таблице.

Источник

Снижение синфазных помех импульсных преобразователей на уровне их базовой схемотехники

Все описанное в предыдущей публикации [2], как говорится, лечит. Но лечит больного, а не болезнь. Если дифференциальные пульсации входного тока и выходного напряжения с частотой преобразования являются неизбежными, то это ни в коем разе не касается синфазных помех, с которыми можно и нужно бороться еще в самом их зародыше. Итак, для начала выясним место и причину их зарождения.

Синфазные помехи изначально характерны для гальванически развязанных преобразователей, то есть для тех преобразователей, в которых общие шины или, как мы их называем по привычке, еще с допотопных времен радиотехники, «земли», входного и выходного контуров разделены. И местом их рождения является первичный контур, который содержит ключи или одиночный ключ (это уже зависит от топологии конкретного преобразователя) — источник коммутационных помех. На практике чаще всего используются две разновидности гальванически развязанных преобразователей: прямоходовые и обратноходовые. В рамках данной статьи не ставилась цель детального анализа этих топологий. Мы остановимся только на интересующих нас моментах, связанных исключительно с синфазными помехами.

Прямоходовые преобразователи (Forward Converter, FC) основаны на принципе передачи путем преобразования постоянного напряжения (оно может быть получено от некоего первичного источника или быть выпрямлено из напряжения переменного тока, например сетевого) в регулируемое по длительности импульсное напряжение с высокой частотой и передачи его через разделительный трансформатор во вторичный контур. Далее — выпрямление, фильтрация и нагрузка. Основное свойство этого типа преобразователей (тока или напряжения питания) состоит в том, что энергия передается с входа на выход при замкнутом силовом ключе. Недостаток — они не выносят коротких замыканий.

Здесь имеются четыре основных варианта: однотактный, двухтактный (для этого требуется расщепление первичной обмотки трансформатора), мостовой или полумостовой (для этого не требуется расщепление первичной обмотки трансформатора, но нужен специальный управляющий драйвер). В любом случае мы имеем дело с импульсными сигналами, причем регулировка выходного напряжения и его стабилизация осуществляются с использованием метода широтно-импульсной модуляции. Этим, собственно, и обеспечивается их высокий КПД. Однотактный преобразователь применяется реже, чем двухтактный.

Уменьшение уровня помех в прямоходовых преобразователях осуществляется путем оптимизации процесса переключения по скорости нарастания фронтов импульсов напряжения. Как известно, именно крутые фронты являются источниками высокочастотных помех. Борьба с помехами для преобразователей мостового или полумостового типа требует еще и устранения возникновения сквозных токов ключей при переключении транзисторов в плечах моста. Все это решается на уровне схемотехники путем введения гарантированной паузы между командами на включение ключей, главную роль здесь играет драйвер. Как уже говорилось, мы имеем дело с ключами, которые формируют импульсный ток в обмотке или обмотках трансформатора, а ток формируется приложенным напряжением. Что будет происходить, если в реальной схеме с наличием индуктивности (а обмотка трансформатора и есть индуктивность) ключ выключается? При выключении ключа имеет место выброс напряжения, и возникают паразитные колебания в образованном совместно с паразитными емкостями параллельном колебательном контуре. Частота этих колебаний определяется индуктивностью трансформатора и суммой всех паразитных емкостей (собственно трансформатора, емкости монтажа, выходной емкости транзистора). На индуктивность трансформатора мы повлиять не можем, она рассчитывается под конкретные требования к блоку питания. Возможности сгладить фронты импульса у нас ограничены (это уменьшает КПД и увеличивает потери на переключение), возможности управлять паразитными емкостями тоже ограничены — как конструктивно (мы не можем свести в нуль собственную емкость трансформатора и емкость монтажа), так и возможностями элементной базы (это касается ключей). Итак, мы стоим перед традиционным вопросом: что делать и кто виноват? Кто виноват, мы выяснили, остается самая малость: решить, что делать.

Паразитная генерация в рассматриваемом случае — это реакция на сброс напряжения параллельного колебательного контура, образованного индуктивностью L первичной обмотки трансформатора и конденсатором, который, в общем случае, является суммой выходной емкости C_oss ключа и собственной емкости C_T первичной обмотки трансформатора. Нам необходимо уменьшить амплитуду этих паразитных колебаний и увеличить скорость их затухания. Для этого используется демпфирование контура последовательной RС-цепочкой, так называемым снаббером, который резко снижает добротность параллельного колебательного контура на частоте его паразитного резонанса (рис. 1).

Рис. 1. Демпфирующая RC-цепочка (снаббер) в прямоходовом преобразователе

И хотя в технической литературе, например в [3] и не только, пишут, что решение по снабберу принимается эмпирически и в результате экспериментов, автор статьи с этим не согласен. В начале проектирования должен быть расчет, хотя бы оценочный, а лучше — полная модель, на которой можно предварительно обкатать варианты решения. В противном случае мы будем блуждать в потемках экспериментов или скатимся до уровня низкопробного радиолюбительства.

Резонансная частота этого колебательного контура с демпфированием (w_D) рассчитывается следующим образом:

где w₀ — резонансная частота колебательного контура в условии холостого хода (w₀ = 2pf₀); r1 — активное сопротивление первичной обмотки и сопротивление соединяющих проводов и токопроводящих дорожек печатной платы, если таковые имеются; L — индуктивность первичной обмотки трансформатора; C_S — суммарная емкость:

Ее можно уменьшить, используя соответствующую конструкцию трансформатора. Методы конструирования неплохо описаны в [3, 4].

Поскольку L и C_oss известны, то для оценочного расчета C_T, ввиду ее малости, можно пренебречь. Итак, зная лишь индуктивность L и значение емкости C_oss, мы можем вычислить ожидаемую резонансную частоту (частоту паразитной генерации) w₀. То есть если мы на этой частоте внесем в контур потери путем добавления некоторого резистора R, то паразитная генерации будет затухать согласно демпфированию. Демпфирование (d₀) зависит от добротности. Добротность — функция характеристического сопротивления (r) колебательного контура:

Необходимо учитывать, что демпфирование невозможно увеличивать до бесконечности, так как мы не можем зашунтировать обмотку сопротивлением с очень низким номиналом, в этом случае емкость демпфирующей цепочки окажется просто включенной в контур, и произойдет не демпфирование, а сдвиг резонансной частоты. Кроме того, выбор емкости демпфирующего конденсатора C должен быть известным компромиссом. Его емкость выбирается в зависимости от частоты преобразования и частоты паразитной генерации. То есть, чтобы избежать потерь, полное сопротивление конденсатора C должно быть максимально низким на частоте паразитной генерации и достаточно высоким на рабочей частоте преобразователя. Тип конденсатора должен выбираться с учетом минимального собственного сопротивления на высоких частотах, т. е. здесь должен использоваться керамический конденсатор с низким последовательным сопротивлением (ESR) и индуктивностью (ESL).

Автор статьи с успехом использовал этот метод и методику расчета для выбора элементов снаббера в проектах прямоходовых импульсных источников питания, а именно, в полумостовом мощностью 300 Вт и мостовом мощностью 500 Вт, которые предназначались для аппаратуры специального назначения. В обоих случаях при обычной фильтрации помехи от источника питания не давали сколь-нибудь заметного ухудшения параметров питаемых ими передатчиков в части требований по внеполосному излучению, а изделия безотказно работали в течение длительного времени, причем непрерывно.

Мы рассмотрели наиболее частый случай прямого демпфирования обмотки. Однако он часто является неэффективным в случае, когда обмотка управляется одним ключом. Здесь можно использовать вариант демпфирования, приведенный на рис. 2 [3]. Такой демпфер подходит для однотранзисторного прямоходового или обратноходового преобразователей.

Рис. 2. Демпфер без потерь для однотранзисторного прямоходового или обратноходового преобразователя

Наиболее распространенными, особенно в роли AC/DC-преобразователей малой и средней мощности, являются обратно­ходовые преобразователи с ШИМ (SMPS). Они достаточно хорошо описаны, например, в [5], хотя примененная в этой публикации микросхема уже устарела. Основное свойство преобразователей (тока или напряжения питания) этого типа состоит в том, что энергия передается со входа на выход при разомкнутом силовом ключе. То есть в таких преобразователях при открытом состоянии силового ключа (как правило, это мощный транзистор типа MOSFET) сердечник трансформатора накапливает энергию в форме энергии магнитного поля, а при закрытом состоянии ключа накопленная энергия передается в нагрузку. Такие преобразователи получили популярность благодаря тому, что ни, в отличие от прямоходовых, не боятся короткого замыкания по выходу. Осциллограмма импульса напряжения на стоке ключа приведена на рис. 3.

Рис. 3. Осциллограмма напряжения на стоке ключа обратноходового преобразователя (фото автора)

Источником высокочастотных электромагнитных помех в преобразователях этого вида является паразитный высокочастотный резонанс контура, образованного индуктивностью рассеяния и выходной емкостью полевого транзистора (в большей части), возникающий после процесса демагнетизации индуктивности рассеяния трансформатора (высокочастотное заполнение видно в левой части рис. 3). Вот она-то и является в нашем случае источником проблем.

Бытует распространенное заблуждение, что борьба с этой помехой заключается исключительно и только в использовании так называемой кламперной цепи. Это не так, поскольку основное назначение клампера — жесткое ограничение выброса напряжения при демагнитизации трансформатора, который может привести к пробою и выходу из строя транзистора ключа. По этой причине клампер выполняют на базе специальных ограничительных диодов (а жесткое ограничение, как известно, уже само по себе является источником помех) и часто совмещают с RC-снаббером (рис. 4), а уже такую цепь часто называют клампером.

Рис. 4. Пример реализации сложной ограничивающей цепи с демпфированием (из проекта автора статьи)

В схеме, представленной на рис. 4, ключ входит в состав микросхемы контроллера обратноходового преобразователя TPO250Y. Клампер выполнен на базе стабилитрона VD1, а снаббер — на базе резисторов R2, R3 и конденсатора C4. Работу именно этой цепи иллюстрирует рис. 3. Здесь как раз хорошо просматривается ограничение выброса, но вот в данной конструкции на уровень паразитных колебаний эта комплексная цепь оказывает мало влияния. Для более-менее эффективного подавления необходимо было применить резисторы более низкого номинала, но в этом случае на них бы рассеивалась еще большая мощность и росли потери, а как показано на рис. 4, они и так рассчитаны на 4 Вт и грелись очень сильно, поскольку работали на пределе.

Автор статьи специально показал такой вариант. Он был следствием вынужденного использования имеющихся в запасе в большом количестве трансформаторов (весьма дорогих), но совершенно не подходящих для этого проекта блока питания. Компьютерная симуляция показала это со всей однозначностью. Безуспешные попытки уменьшить уровень помех от преобразователя с таким трансформатором путем радиолюбительских потуг и манипуляций с магнитным зазором, ухищрениями в намотке обмоток, вариациями элементов снаббера не давали сколь-нибудь ощутимых результатов. Резисторы снаббера грелись, синфазные помехи и излучения электромагнитных помех не уменьшались.

В ходе работ над этим проектом автором статьи было совершенно случайно найдено не имевшее аналогов схемотехническое решение, которое позволяет резко уменьшить рассматриваемые паразитные колебания и снизить синфазные и электромагнитные помехи в обратноходовых преобразователях. История находки этого решения рассказана в [6], а детальное описание впервые было опубликовано в [7].

Было обнаружено, что подавляющий паразитную генерацию эффект дает подключение последовательной RC-цепочки параллельно к вспомогательной обмотке обратноходового трансформатора. В этом случае потери в кламперно-снабберной цепи уменьшаются, а паразитные колебания подавляются. Объединенный механизм действия этих обеих цепей (стандартной и новой) дает прекрасный результат, и такой вариант решения проблемы является наиболее эффективным. Пример подавления паразитного процесса (рис. 3) приведен на рис. 5.

Рис. 5. Осциллограмма напряжения на стоке ключа после введения RC-цепочки во вспомогательную обмотку обратноходового преобразователя

Для более полного объяснения принципа работы данного технического решения и определения критериев выбора компонентов рассмотрим и проанализируем эквивалентную схему обратноходового преобразователя с учетом влияния предлагаемого усовершенствования. Эквивалентная схема представлена на рис. 6.

Рис. 6. Эквивалентная схема усовершенствованного обратноходового преобразователя

В рассматриваемый период времени выходная обмотка трансформатора является коротко­замкнутой на его внутреннее сопротивление r₂ (выходной конденсатор C_out получает заряд энергии). Таким образом, индуктивность первичной обмотки равна индуктивности рассеяния трансформатора L_s. Далее используем подход, который был применен ранее при обосновании выбора элементов демпфирующей цепи для прямоходового преобразователя, с учетом того, что в этом случае паразитная генерация — это реакция колебательного контура, который образован не индуктивностью первичной обмотки, а индуктивностью рассеяния трансформатора L_s. Конденсатор этого контура является суммой емкости стока C_oss мощного ключа на основе MOSFET (он может быть в составе интегральной схемы, как на рис. 4) и собственной емкости C_T первичной обмотки трансформатора.

Резонансная частота этого колебательного контура с демпфированием (w_D) рассчитывается следующим образом:

где w₀ — резонансная частота колебательного контура в условии холостого хода (w₀ = 2pf₀); r1 — активное сопротивление первичной обмотки (обмотка I), принимая во внимание сопротивление всех соединяющих проводов и токопроводящих дорожек печатной платы, если таковые имеются; L_s — индуктивность рассеяния трансформатора; C_S — суммарная емкость:

Здесь C_oss — выходная емкость (емкость стока) ключа на основе MOSFET; C_T — собственная емкость первичной обмотки (обмотка I). Ее можно уменьшить, используя соответствующую конструкцию трансформатора [5].

В отличие от рассмотренного выше варианта расчета для снаббера прямоходового преобразователя ситуация тут следующая. Собственная емкость трансформатора и в этом случае значительно уступает выходной емкости ключа, поэтому ею можно также пренебречь. Но вот индуктивность рассеяния трансформатора — это параметр, зависящий от конструкции трансформатора. Да, она поддается ориентировочному (скорее, оценочному) расчету, но окончательное значение индуктивности рассеивания можно узнать, только изготовив партию трансформаторов и вычислив ее статистическое распределение. Тем не менее для оценочного расчета можно использовать соотношение:

Причем лучше использовать более высокий коэффициент. Здесь мы исходим из того, что лучше настроить подавление на более низкой частоте, а на высокой оно уже получится автоматически. Таким способом мы можем с достаточной точностью вычислить ожидаемую резонансную частоту (частоту паразитной генерации) w₀.

Уровень этой паразитной генерации зависит от добротности. Добротность — функция характеристического сопротивления (r) колебательного контура и для ненагруженного контура Q = r/r1, где r = √(L_s/C_S). Демпфирование в этом случае d₀ = 1/Q = = r1√(C_S/L_s).

Повторим, что все сказанное справедливо для ненагруженного контура, но в рассматриваемом случае мы имеем еще одну обмотку (обмотка III), которая в этот момент времени нагружена на некоторое сопротивление. Это сопротивление является производным всех компонентов, которые связаны с этой обмоткой в рассматриваемый промежуток времени, то есть в момент паразитной генерации.

Таким образом, суммарное сопротивление нагрузки во вспомогательной обмотке (обмотка III):

где r₃ — активное сопротивление вспомогательной обмотки (обмотка III); R_VD — эквивалентное сопротивление нагрузки вспомогательной обмотки в начальный момент периода времени в режиме обратного хода (рис. 3); R — некоторое дополнительное сопротивление для подавления паразитной генерации; C — последовательно включенный к резистору R конденсатор С.

В приведенной формуле 1/jw₀C — это полное сопротивление конденсатора С на ожидаемой частоте паразитной генерации w₀.

Эквивалентное сопротивление R_S, на которое нагружена вспомогательная обмотка (обмотка III), трансформируется в первичную обмотку, как некоторый шунтирующий резистор. Величина этого шунтирующего резистора зависит от собственно эквивалентного сопротивления R_S и отношения витков обмоток:

где n₁ — количество витков в первичной обмотке (обмотка I); n₃ — количество витков вспомогательной обмотки (обмотка III).

Таким образом, мы имеем тот же паразитный контур, но уже с дополнительными потерями. Его добротность (Q_eq) будет уменьшаться, а демпфирование (d) — увеличиваться в соответствии с величиной шунтирующего сопротивления (R_sh). В этом случае коэффициент демпфирования равен:

Данные рассуждения достаточны для рассмотрения принципа работы, но имеют общий и приближенный характер, так как величины C_S и R_sh нелинейные. Кроме того, не учтено влияние скорости нарастания импульса напряжения на стоке MOSFET, т. е. собственно импульса, возбуждающего эти паразитные колебания. Тем не менее это подходящий для разработчика метод, позволяющий иметь пусть и приближенный, но достаточно полезный практический результат. К сожалению, сделать полную модель имеющимися в распоряжении автора статьи инструментами для компьютерного моделирования пока не удалось. Мы будем весьма признательны тем читателям, которые помогут смоделировать данный процесс.

Необходимо учитывать, что демпфирование не может быть увеличено до бесконечности, потому что имеется активное сопротивление вспомогательной обмотки r₃ (рис. 6). То есть R_sh можно и нужно уменьшать, но его величина будет ограничена и не будет стремиться к нулю.

Как и в случае с классическим снаббером, который был описан выше, выбор конденсатора C должен быть известным компромиссом. Его емкость выбирается в зависимости от частоты преобразования и частоты паразитной генерации. То есть полное сопротивление конденсатора C должно быть максимально низким на частоте паразитной генерации и достаточно высоким на рабочей частоте преобразователя. Тип конденсатора должен выбираться с учетом минимального собственного сопротивления на высокой частоте, т. е. тут также должен использоваться керамический конденсатор с низкими значениями ESR и ESL.

В некоторых случаях бывает полезным использование еще одного керамического конденсатора. Он уменьшает на частоте рассматриваемого паразитного резонанса ESR электролитического конденсатора фильтра выпрямителя, который подключается в практических схемах к этой вспомогательной обмотке. Этот конденсатор должен располагаться максимально близко к выпрямительному диоду и иметь надежную связь с общим проводом первичной цепи. Фрагмент примера такой схемы приведен на рис. 7.

Рис. 7. Фрагмент практической схемы с использованием помехоподавляющих элементов в цепи вспомогательной обмотки трансформатора обратноходового преобразователя (из проекта автора статьи)

Для этого решения будет полезным использовать в цепи вспомогательной обмотки диоды с большим временем восстановления, то есть, как мы их называем, «медленные». Но здесь нужна известная осторожность: такой диод должен включаться через токоограничивающий резистор, в нашем случае зашунтированный емкостью или, что лучше, быстрым диодом с малым временем восстановления. В противном случае он будет греться. Именно этот нагрев случайно оказавшегося под рукой старого диода, установленного без последовательного токоограничивающего резистора, позволил автору статьи найти описанное выше решение [7].

Конечное решение блока питания, отвечающее требованиям технического задания на конечное устройство, которое позволило использовать дорогие, но совершенно неоптимальные для этого решения трансформаторы, приведено на рис. 8.

Рис. 8. Пример усовершенствованного схемотехнического решения обратноходового преобразователя на основе ИМС TOP250Y (из проекта автора статьи)

Для расчета кламперной цепи могут использоваться стандартные вычисления, хотя в этом случае они дадут заведомо завышенные значения. Это обеспечит больший технологический запас и повысит надежность работы устройства.

Предлагаемый метод уменьшает уровень высокочастотной паразитной генерации и уровень электромагнитных помех в обратноходовых преобразователях. Он эффективно снижает нагрузку на клампер и позволяет использовать в нем более дешевые резисторы меньшей мощности (сравните с первоначальным вариантом рис. 4), а также уменьшает влияние паразитной связи между MOSFET и ШИМ-контроллером, особенно при использовании интегральных микросхем (например, TOP250Y) в преобразователях обратного хода большой мощности. Этот метод, в отличие от использования медленных диодов непосредственно в клампере [8], не увеличивает выброс напряжения на стоке закрытого ключа, а наоборот, уменьшает этот нежелательный выброс напряжения, увеличивая надежность конечного изделия в целом.

Рассмотренное выше решение неоднократно было использовано автором на практике. Так, блоки питания (на базе ИМС TOP250Y) с использованием предлагаемого решения обеспечивали безотказную круглосуточную работу радиопередающего оборудования на протяжении длительного периода времени, исчисляемого годами. В производстве имела место стопроцентная повторяемость результатов. Регулировок и подбора элементов в описываемых цепях не требовалось.

При использовании представленного решения в одном из блоков питания на микросхеме VIPer100A с оптимальным трансформатором (рис. 7) выброс напряжения на стоке закрытого ключа при использовании рассчитанной симулятором VIPer SMPS Design (STMicroelectronics) RC-цепочки уменьшился примерно на 25%, превратившись в короткую, еле заметную «иголку» без характерного гармонического хвоста. В целом использование этого решения в блоке питания групповых связных приемников, благодаря уменьшению уровня собственных помех преобразователя и уменьшению им электромагнитного излучения, привело к существенному увеличению их чувствительности.

Кроме описанных выше решений, при необходимости можно и нужно использовать стандартные решения, уменьшающие паразитные излучения. Например, экранирование трансформатора, для подавления синфазных помех — синфазные дроссели по входу, синфазные и Y-конденсаторы, дифференциальные X-конденсаторы и выходные LC-фильтры [2]. В ряде случаев полезно использование и общего экранирования.

Источник